8.3.1. Подавление эхо-сигнала для случая передачи типа WAL2

Удачным примером  самокорректирующего линейного кодирования является линейное кодирование типа WAL2 [36], названное так потому, что форма его сигналов, показанная на рис. 8.19, а, напоминает вторую функцию Уолша. Его энергетический спектр показан на рис. 8.19, б. Небольшие спектральные максимумы на частоте выше  Гц обычно подавляются линейным фильтром.

а.

б.

Рис. 8.19 Линейный код и энергетический спектр передачи типа WAL2.

Разработанное устройство  подавления эхо-сигнала для такой системы должно подавить все значительные всплески эхо-сигнала, и, поскольку последний занимает полосу частот от 0 до  ,  требуется адаптивный фильтр с частотой квантования . Длина эхо-сигнала для устройства подавления эхо-сигнала зависит от необходимой степени подавления, которая в свою очередь является функцией потерь, испытываемых принятым сигналом. Обычно необходимое число отводов невелико, поскольку WAL2 – кодирование также частично корректирует характеристику эхо-сигнала. В двух последующих примерах число отводов с задержкой  составляет 12 и 24, соответственно, для систем с максимальными потерями принятого сигнала 30 и 40 дБ, соответственно. Выбор этих примеров обусловлен тем, что они иллюстрируют взаимодействие технологии и методов реализации адаптивных фильтров и показывают, как можно использовать доступные в настоящее время компоненты для создания компактных и недорогих адаптивных фильтров.

Аналоговая реализация.  Специальное применение [3] способа передачи типа WAL2 – применение его в системе со скоростью передачи 80 кбит/с  по кабелям с потерями до 30 дБ на частоте 80 кГц. Эксперименты показали, что для получения адекватного подавления эхо-сигнала достаточным является устройство подавления с 12 отводами. Для реализации дешевого устройства подавления эхо-сигнала, без обращения к технологии БИС, была разработана очень компактная и недорогая аналоговая схема, изображенная на рис. 8.20. Можно видеть, что данная реализация соответствует структуре 2, показанной на рис. 8.16, с адаптивным фильтром, реализованным с помощью аналоговых схем и выполненным отдельно от линии задержки. Причина выбора данной специфической структуры заключалась в том, что, как было показано, применение интерполяционного фильтра способствует  выделению из тракта принятого сигнала переходных процессов, вызванных коммутацией, и шума. Для реализации схемы были использованы чрезвычайно простые коммутирующие умножители [121] на основе дешевых двунаправленных аналоговых ключей. В цепь корректировки отводов была введена автоматическая регулировка усиления (АРУ) системы для преодоления при реализации фильтра проблем смещения постоянной составляющей и, по существу, отделенная от цепи тем, что по сравнению с фильтром, регулировка усиления имеет малое время адаптации. Фильтр производил подавление эхо-сигналов, достаточное для получения очень хороших характеристик при работе с потерями 30 дБ на частоте 80 кГц, и в наихудшем варианте линии установление достигалось за время  мс. На рис. 8.21, а показана фотография адаптивного фильтра (за исключением АРУ и фильтра), состоящего всего лишь из 12 ИС и имеющего мощность потребления мВт. Эксперименты показали, что ограничения, свойственные этой конструкции, были обусловлены не идеальностью характеристик элементов аналоговой схемы, а не ограниченным числом отводов. Следовательно, аналоговая конструкция подобного типа имеет ограниченную область применения.

Рис. 8.20. Аналоговое устройство подавления эхо-сигнала. (Из работы [121].)

Рис. 8.21. Аппаратная реализация устройства подавления эхо-сигнала: а – аналоговая конструкция; б – цифровая конструкция на основе просмотровых таблиц.
(Предоставлено  Научно-исследовательскими лабораториями фирмы British Telecom.)

Цифровая реализация. Система типа WAL2 со скоростью передачи 80 кбит/с, предназначенная для работы в линиях с потерями свыше 40 дБ при 80 кГц, должна иметь цифровое устройство подавления эхо-сигнала с 24 отводами. Непосредственная реализация наиболее предпочтительной структуры 3, изображенной на рис. 8.16, без использования БИС является довольно сложной. Легко осуществимая реализация заключается в подходе на основе использования просмотровых таблиц [145] и приводит к частному случаю адаптивного фильтра с распределенной арифметикой, описанному в гл. 7. Идея заключается в выборе необходимого подавления сигнала, хранящегося в запоминающем устройстве с произвольной выборкой (ЗУПВ), с помощью использования переданных данных в качестве адреса ЗУПВ. Однако нет необходимости в обращении к ЗУПВ с помощью слова из 24 бит, что соответствует 24 отводам фильтра. Как установлено в разд. 8.2.3, информационно-управляемое устройство подавления эхо-сигнала, работающее с частотой  в  раз превышающей скорость передачи данных, можно рассматривать как  независимых устройств  подавления эхо-сигнала. Следовательно, число адресных шин, необходимых в данном примере, должно быть равно 6, чтобы обеспечить временной интервал длиной  плюс две шины  для разделения ЗУПВ на четыре части, соответствующие четырем независимым устройствам подавления эхо-сигнала. На рис. 8.22 показана блок-схема устройства подавления эхо-сигнала. Адаптивный алгоритм устройства подавления очень прост: после адресации местоположения каждого эхо-сигнала содержимое ЗУПВ с помощью ЦАП преобразуется в аналоговый сигнал; этот сигнал вычитается из принятого сигнала, и сигнал ошибки после аналого-цифрового преобразования просто добавляется к текущему адресному ЗУПВ  для получения лучшей оценки эхо-сигнала, которая затем возвращается в ЗУПВ. В каждый момент выборки корректируется только одна ячейка ЗУПВ, и поэтому скорость сходимости данной реализации гораздо меньше обычной, когда производится корректировка каждого отвода. Однако при применении в локальных сетях это не является проблемой; устойчивость и неизменность эхо-сигнала при заданной схеме соединений означают, что в том случае, когда система не используется, для хранения эхо-сигнала может использоваться энергонезависимая память. Когда необходимо использовать и систему, любое незначительное изменение содержимого ЗУПВ будет происходить очень быстро. Дальнейшее упрощение состоит в замене АЦП знаковым детектором; сходимость все еще будет обеспечиваться, хотя она замедляется. На рис. 8.21, б показана фотография экспериментального варианта такого устройства подавления эхо-сигнала на основе КМОП - технологии с мощностью потребления  мВт. Было обнаружено, что в наихудшем случае, при использовании только знаковой корректировки сигнала ошибки, время сходимости не превышает 500 мс, если содержимое всех ячеек ЗУПВ вначале равно нулю.

Еще одним свойством данной реализации адаптивного фильтра является то, что просмотровая таблица не налагает других ограничений на тип характеристики тракта эхо-сигнала, кроме ее временной длительности. Следовательно, моделируется также любая нелинейность передатчика, интерфейса линии или ЦАП устройства подавления эхо-сигнала.

Рис. 8.22. Цифровое устройство подавления эхо-сигналов на основе просмотровых таблиц.