Читать в оригинале

<< ПредыдущаяОглавлениеСледующая >>


7.4. Адаптивные фильтры с высокочастотной полосой пропускания, использующие устройства на основе поверхностных акустических волн

Другие разработки широкополосных адаптивных фильтров появились в результате конструирования аналоговых фильтров КИХ – типа на основе поверхностных акустических волн (ПАВ). Такими фильтрами являются полосовые линии задержки с отводами (ЛЗО) промежуточных частот (ПЧ), обеспечивающие ширину полосы частот от 1 до 20 МГц, при величине полной задержки до 100 мкс. В одной из работ [221] сообщалось о реализации линии задержки на ПАВ с 200 отводами для получения адаптивного фильтра с шириной полосы  2 МГц, включающего параллельную схему корректировки весовых коэффициентов с отводами, как показано на рис. 7.22. Как и в случае ПЧ – процессора, ЛЗО на ПАВ непосредственно обеспечивает комплексную обработку, при которой гибридные микросхемы, дающие сдвиг на , соединяются с каждым отводом для разделения выходного сигнала в синфазные  и квадратурные  взвешивающие цепи (рис. 7ю25). В случае реализации в виде гибридных модулей эти ПЧ – весовые цепи могут обеспечивать ширину полосы, составляющую 30% от ширины полосы частот фильтра, и динамический диапазон в 60 дБ [221]. Поскольку такая ЛЗО имеет дискретную передаточную функцию,  которая повторяется с частотой, обратной периоду отвода (задержке), фильтр может одновременно обрабатывать задающий и входной сигналы и разделять их на выходе, используя центральные частоты, которые смещаются на  величины, кратные частоте выборки. Такой адаптивный фильтр, содержащий 200 отводов, - крупногабаритный дорогой процессор, имеющий прекрасную рабочую характеристику, так как он может в реальном масштабе времени (50 мс) образовывать в спектре провалы шириной 20 кГц и глубиной 50 дБ, для подавления источника незатухающих помех (НП) в любой точке в пределах ширины полосы фильтра, равной  2 МГц.

Рис. 7.25. Блок-схема адаптивного программируемого фильтра на поверхностных акустических волнах (ПАВ), выполняющего обработку сигнала во временной области. (Предоставлено фирмой Hughes Aireraft Company Fullerton, CA;  из работы [221].)

Другими конструкциями программируемого трансверсального фильтра на ПАВ, разработанными для адаптивной фильтрации, являются конструкции на ЛЗО с гибридными взвешивающими схемами на полевых транзисторах [248] и интегральные корреляторы с памятью [37]. Последние чисто аналоговые приборы содержат решетку смещенных диодов для выполнения умножения на значения весовых коэффициентов, которые хранятся в виде зарядов конденсаторов. Они применялись в качестве адаптивных фильтров как для подавления влияния НП [128], так и для подавления ложных эхо-сигналов [37]. В последнем варианте применения как фильтрация КИХ – типа, так и вычисление корректировки весовых коэффициентов ветвей выполняются одним коррелятором с памятью шириной полосы 8 МГц и интервалом взаимодействия 3 мкс. Устройство поочередно работало в режиме фильтрации и корректировки весовых коэффициентов для обеспечения глубины подавления отраженного сигнала, равной 15 дБ, после выполнения 10 итераций, что занимало менее     0,5 мс. Хотя в настоящее время такие интегральные корреляторы на ПАВ и гибридные ПТФ имеют небольшое количество ветвей (менее 32) по сравнению с громоздким устройством, показанным на рис. 7.25, возможность достижения полной адаптивной обработки с помощью одной микросхемы является особенно заманчивой.

В альтернативной реализации широкополосного адаптивного фильтра используется подход на основе обработки в частотной области, т. е. свертка во временной области выполняется путем умножения в частотной области, как описано в гл. 6. Методы на основе ПАВ позволяют разработать процессоры для дискретного преобразования Фурье (ДПФ), в которых используется сжатый алгоритм преобразования [158], допускающий обработку свыше выборок в реальном масштабе времени при ширине полосы частот вплоть до     60 МГц. В работе [129] было показано, как два ПАВ – устройства с шириной полосы 4 МГц, выполняющие прямое и обратное ДПФ размерностью 100 выборок, могут быть взаимосвязанными через цифровой процессор для реализации адаптивного фильтра, производящего круговую свертку в частотной области (рис. 6.1). На рис. 7.26 продемонстрирован принцип действия такого процессора, когда два НП – колебания с частотой 200 и 930 кГц поданы на сигнальный вход. Когда задающий входной сигнал содержит только низкочастотную составляющую, форма выходного сигнала (нижняя осциллограмма на рис. 7.26) ясно показывает, что сигнал с частотой 930 кГц подавлен.

Рис. 7.26. Экспериментально полученные результаты, иллюстрирующие принцип действия адаптивного фильтра на ПАВ, выполняющего обработку сигнала в частотной области:
 а – входной сигнал, состоящий из двух синусоидальных сигналов с частотой 200 и 930 кГц;  б – выходной сигнал фильтра на частоте 200 кГц. Масштаб по горизонтали – 2 мкс/деление; масштаб по вертикали  линейный. (Из работы [129].)

Рис. 7.27. Результаты моделирования выходных сигналов адаптивного фильтра, выполняющего обработку в частотной области, в процессе сходимости.
Вверху – ненормированный МНК – адаптивный алгоритм; внизу – нормированный коэффициент сходимости МНК – адаптивного алгоритма. (Из работы [236].) 

Представленные на рис. 7.27 результаты моделирования [236] четко показывают основное преимущество, свойственное фильтру, выполняющему обработку в частотной области, и решетчатому адаптивному фильтру. Эти фильтры осуществляют предварительную обработку входного сигнала для получения серии ортогональных выборок, что делает возможной реализацию множества независимых контуров для корректировки каждого взвешивающего умножителя. Регулируя коэффициенты сходимости в каждом контуре, зависящие от уровня мощности ортогональных выходных сигналов, можно получить скорости сходимости для всех составляющих входного сигнала, независимо от разброса характеристических чисел автокорреляционной матрицы входного сигнала.

Результаты моделирования этого процесса даны (рис. 7.27) для случая простейшего адаптивного фильтра с обработкой сигнала в частотной области [72] (рис. 6.1); на вход этого фильтра подаются два НП – колебания, как описано ранее, но в данном случае задающий сигнал содержит тон высокой частоты.  Верхняя диаграмма представляет собой рабочую характеристику фильтра, имеющего фиксированный (постоянный) коэффициент сходимости для всего процессора, в результате, рабочая характеристика фильтра будет эквивалентна характеристике адаптивного фильтра КИХ – типа. Нижняя диаграмма, приведенная для сравнения с описанным случаем, показывает, каким образом независимый выбор коэффициента сходимости для каждой преобразуемой составляющей сигнала приводит к одинаковой скорости сходимости для всех составляющих сигнала: эта особенность недостижима, если задать только общую ошибку в адаптивном фильтре КИХ – типа.

 



<< ПредыдущаяОглавлениеСледующая >>