8.2.3. Подавление эхо-сигналов при передаче данных в речевой полосе частот

Потребность в организации дуплексной передачи данных по двухпроводным коммутируемым цепям возрастает. Когда скорость передачи данных составляет 2 400 бит/с или менее, применяются методы частотного разделения каналов, и поэтому для разделения принятого сигнала и эхо-сигналов говорящего можно применять фильтры с постоянными параметрами. При скоростях передачи свыше 4 800 бит/с ограниченная ширина полосы каналов речевой связи препятствует применению частотного разделения, поскольку для надежного детектирования потребовалось бы слишком большое число состояний информационных сигналов, чтобы избежать усложнения и удорожания обработки. Подавление эхо-сигнала говорящего с помощью адаптивного фильтра представляет единственный метод осуществления двухпроводной дуплексной передачи данных при повышенных скоростях. В действительности, подавление эхо-сигналов применялось также при скорости 2 400 бит/с в коммерчески доступных модемах [295] в качестве альтернативы подходу на основе частотного разделения; появляются также приборы для каналов с повышенной скоростью передачи.

На рис. 8.11 показано, как можно применить адаптивный фильтр для подавления эхо-сигналов говорящего. Как изображено на рисунке, адаптивный фильтр имеет единственный вход и выход, и является полностью вещественным фильтром. Чтобы подавить все частотные составляющие эхо-сигнала в ширине полосы принятого информационного сигнала, частота дискретизации адаптивного фильтра должна быть, по крайней мере, в два раза выше максимальной частоты спектральной характеристики информационного сигнала. Следовательно, если частота дискретизации равна , то

                      (8.5)

Рис. 8.11. Подавление эхо-сигнала при передаче данных.

Вещественный адаптивный фильтр при непосредственном применении имеет два недостатка:

1.     Адаптивный фильтр управляется выборками аналоговых сигналов, или если используется цифровая реализация, - цифровыми кодами аналоговых выборок. Как будет показано далее, обычно требуется, чтобы динамический диапазон фильтра был велик (например,  дБ), и поэтому необходимо, чтобы линия задержки очень точно хранила выборки. Кроме того, все умножения в фильтре производятся между двумя точно заданными величинами.

2.     Входной сигнал имеет корреляцию между выборками, создаваемую фильтрами модема передатчика, что способствует замедлению сходимости фильтра.

Оба недостатка преодолеваются путем применения информационно-управляемых устройств подавления эхо-сигналов.

Информационно-управляемые устройства подавления эхо-сигналов. На рис. 8.12 показано информационно-управляемое устройство подавления эхо-сигналов [329]. Комплексный адаптивный фильтр управляется передаваемым сигналом, поскольку он кодируется в комплексную форму перед модуляцией. Так как устройство подавления воздействует на линейный сигнал, то после адаптивного фильтра должен быть предусмотрен модулятор, работающий на несущей частоте передатчика. Отметим, что частота дискретизации фильтра в целое число раз  превышает скорость передачи сигналов  и по-прежнему подчиняется уравнению (8.5). Для выработки комплексного сигнала ошибки фильтра с помощью устройства преобразования Гильберта формируется комплексный линейный сигнал, а затем он демодулируется для адаптации фильтра, работающего на нулевой частоте. Необходимо, чтобы адаптивный фильтр моделировал низкочастотный эквивалент характеристики эхо-сигнала, свернутый с характеристикой фильтров-формирователей спектра в передатчике модема. Интерполирующий фильтр восстанавливает вещественный линейный сигнал из выборок с периодом  в непрерывный сигнал, подготовленный для повторной дискретизации приемником модема. Это необходимо, так как частота дискретизации в приемнике необязательно такая же, как при передаче. На первый взгляд структура кажется гораздо более сложной, чем в случае применения адаптивного фильтра. Однако, при некоторых условиях, часто выполняющихся в системах передачи данных, это позволяет значительно уменьшить объем обработки сигнала. Существуют также модификации основной структуры, дающие дальнейшее уменьшение объемов обработки [Baudoux and Macchi, US Patent 4162378 (1978)].

Рис. 8.12. Информационно-управляемое устройство подавления эхо-сигнала.

Для многих форматов сигнала с КАМ информационные элементы после кодирования имеют несколько дискретных уровней. Если в адаптивном фильтре используется цифровая линия задержки, то для каждого элемента задержки требуется очень малое количество разрядов памяти. Это означает, что в цифровой реализации один входной сигнал отвода и корреляционных умножителей имеет очень малую разрядность; следовательно, умножители очень просты для реализации. В модуляторе умножения продолжают оставаться сложными операциями. Однако, если несущая частота  и скорость передачи сигналов системы передачи данных связаны между собой так, что  кратно , то умножения на  и   становятся умножениями на 0 или , или, масштабируя на  и сдвигая на , как раз получаем . Это условие встречается в ряде форматов модуляции.

Другая полезная структура получается путем перестановки порядка модуляции и адаптивной фильтрации, как показано на рис. 8.13. Если в этом случае несущая частота и скорость передачи сигналов таковы, что  кратно , то поступающие на адаптивный фильтр данные снова имеют очень простую форму. Кроме того, нет необходимости в демодуляции сигнала, когда она используется лишь для подавления вещественного линейного сигнала, как показано на рис. 8.14. Поскольку адаптивный фильтр должен вырабатывать только вещественный сигнал, отпадает необходимость в половине обработки (вырабатывающей мнимую часть выходного сигнала). Теперь сигнал ошибки является чисто вещественным, поэтому корректировка отводов становится проще, но за это приходится расплачиваться тем, что средняя скорость сходимости фильтра уменьшается примерно наполовину.

Рис. 8.13. Модулированное информационно-управляемое устройство подавления эхо-сигнала.

Выполнение адаптации. В информационно-управляемых структурах адаптивные фильтры управляются последовательностью информационных символов, размещенных на интервалах длительностью  с  нулевыми значениями в промежутках между ними. Это означает, что адаптивный фильтр работает как  независимых адаптивных фильтров, каждый из которых вырабатывает выходной сигнал каждые   секунд, причем выходные сигналы мультиплексируются во времени. Следовательно, мы можем проанализировать сходимость одного фильтра с частотой дискретизации .

Поскольку устройство подавления эхо-сигнала управляется информационными сигналами (или модулированными информационными сигналами), и они обычно перемешиваются (подвергаются скремблингу) перед кодированием, спектр входного сигнала адаптивного фильтра является равномерным (белым). Следовательно, сходимость устройства подавления эхо-сигнала зависит только от числа отводов адаптивного фильтра, функции плотности вероятности амплитуды символьной информации и величины .

 Анализ эволюции среднеквадратичной мощности рассогласования отвода (СКМРО) [329] дает рекурсивную формулу:

        (8.6)

где - число отводов, имеющих между собой относительную задержку ,  - среднее значение модуля элементов комплексных данных, - среднее значение четвертой степени модуля элементов комплексных данных,  - равно единице для комплексных сигналов ошибок и  для случая вещественных сигналов ошибок, а  - математическое ожидание не подавляемой составляющей  принимаемого сигнала. Она включает составляющие эхо-сигнала вне частотного диапазона устройства подавления эхо-сигнала, шум и, что важнее всего, искомый сигнал, поступающий с удаленного конца линии. При анализе полагают, что сигнал  не коррелирован с входным сигналом адаптивного фильтра. Чтобы обеспечить некоррелированность искомого информационного сигнала с передаваемым сигналом, обычно для каждого направления передачи используются различные скремблеры и дескремблеры. Остаточная СКМРО после сходимости получается путем итераций из (8.6), что дает

      (8.7)

Наибыстрейшая сходимость имеет место при использовании оптимального коэффициента усиления:

            (8.8)

К сожалению, при  и достаточно больших  остаточная СКМРО, полученная из (8.7), примерно равна . Остаточная расстройка отвода увеличивает не подавляемый остаточный отраженный сигнал до мощности . Как и в случае правильно рассчитанной системы, искомый информационный сигнал от удаленного передатчика является основной составляющей принятого сигнала, и тогда для остаточный эхо-сигнал столь же велик, как и искомый информационный сигнал! Следовательно, постоянная усиления должна быть уменьшена до , т. е. до такой величины , которая дает достаточно малое отношение . Компромисс между скоростью сходимости и остаточным отраженным сигналом иллюстрируется на рис. 8.15. Когда величина мала, адаптивный фильтр может отслеживать лишь очень медленно изменяющиеся во времени характеристики эхо-сигналов.

Рис. 8.14. Упрощенное устройство подавления эхо-сигнала.

Рис. 8.15. Характеристика устройства подавления эхо-сигнала, выраженная в виде зависимости мощности остаточного эхо-сигнала от скорости сходимости..

Характеристики эхо-сигналов в системах с каналом речевой связи. В целом устройства подавления эхо-сигналов должны моделировать два типа эхо-сигналов. Один тип сигнала является результатом утечки через схему развязки в самом модеме. Хотя теоретически схему развязки можно сбалансировать, чтобы предотвратить любую утечку сигнала между передатчиком и приемником, на практике выполнить это очень трудно, особенно когда необходимо, чтобы модем работал  на  любую линию, а величина потерь в схеме развязки не превышала 8 дБ. Следовательно, имеет место достаточная мощная составляющая эхо-сигнала говорящего в сочетании с очень малой задержкой этого сигнала. Второй тип эхо-сигнала возникает в самой сети связи, как показано на рис. 8.1. Вообще говоря, может существовать более одного дискретного эхо-сигнала. Эти эхо-сигналы обычно меньше эхо-сигнала, проникающего через схему развязки (например, до 20 дБ), и могут иметь задержку, изменяющуюся от нескольких миллисекунд до сотен миллисекунд, если используется дублирующая схема. Кроме того, поскольку четырехпроводная часть телефонной сети номинально не имеет потерь, существует слабая корреляция между амплитудой и задержкой эхо-сигнала. Дальнейшая сложность состоит в том, что эхо-сигналы в сети могут иметь сдвиг по частоте, так как модуляция и демодуляция происходят в четырехпроводных  системах связи с несущей. Хотя сдвиги обычно весьма малы (например,  Гц), устройству подавления трудно отслеживать результирующее временное изменение характеристики эхо-сигнала.

Рассмотрение способов реализации. Сложность устройства подавления эхо-сигнала определяется четырьмя основными параметрами: максимальным уровнем эхо-сигнала, минимальным уровнем принятого сигнала, требуемым отношением «сигнал – неподавленный эхо-сигнал» и числом отводов устройства подавления эхо-сигнала. Ранее было установлено, что потери сигнала при прохождении через схему развязки могут не превышать 8 дБ; поскольку доминирующим является эхо-сигнал схемы развязки, он дает максимальный уровень эхо-сигнала в – 8дБ по отношению к уровню передаваемого сигнала. Максимальные потери во всех соединениях полностью коммутируемой сети составляют  дБ. В типичных случаях требуется достичь отношения «принятый сигнал – неподавленный эхо-сигнал» не хуже 20 дБ. Это означает, что устройство подавления эхо-сигнала должно осуществлять его подавление более чем на 60дБ. Наряду с тем, что устройство подавления эхо-сигнала может иметь сотни отводов, для достижения такого уровня характеристик требуется максимально возможное внедрение цифровой реализации; аналоговая реализация привела бы к наличию слишком больших паразитных шумов. Когда линейный сигнал аналоговый, устройство подавления эхо-сигнала должно, следовательно, содержать аналого-цифровой преобразователь (ЦАП).

В зависимости от того, выполняется ли вычитание выходного сигнала устройства подавления эхо-сигнала в цифровой форме, в форме дискретных аналоговых сигналов или в форме непрерывных аналоговых сигналов, возможными оказываются три структуры. Эти три структуры иллюстрируются на рис. 8.16 для случая подавления вещественного линейного сигнала. Для структуры 1 требуются АЦП и ЦАП такой точности, чтобы шум квантования, вводимый при этом в принятый искомый сигнал, был незначительным. Для структуры 2 не требуются АЦП и ЦАП в тракте передачи сигнала, но интерполяционный фильтр создает задержку в контуре корректировки отводов фильтра и из-за появления в тракте сигнала внеполосных составляющих, которые можно считать шумом, требуется, чтобы интерполяционный фильтр обладал существенным затуханием в полосе задерживания. Для структуры 3 удалось избежать этих проблем: задержка контура корректировки сведена к минимуму, в тракте передачи сигнала нет ни АЦП, ни ЦАП и к интерполяционному фильтру предъявляются гораздо менее жесткие требования относительно затухания вне ширины полосы. Тем не менее, требование достаточно высокой точности ЦАП сохраняется, чтобы шум квантования на выходе устройства подавления эхо-сигнала был малым по сравнению с принимаемым сигналом. Однако нет необходимости в столь высокой точности АЦП. И действительно, можно уменьшить ее до одного (знака) разряда [56] ценой гораздо более медленной сходимости.

Во всех перечисленных структурах важно сохранять высокую линейность в передатчике, в схеме развязки, АЦП и ЦАП, когда они расположены в трактах сигнала и/или эхо-сигнала. Причина этого заключается в том, что нелинейное искажение нельзя моделировать с помощью линейного адаптивного фильтра. Если требования, предъявляемые к устройству подавления, заключаются в подавлении эхо-сигнала на 60 дБ, то любая составляющая нелинейного искажения должна быть более чем на 60 дБ ниже уровня передаваемого сигнала, так же как и любой посторонний шум в аналоговой цепи. Эти требования налагают жесткие, хотя и не невыполнимые ограничения на расчет схемы.

В зависимости от конкретной области применения АЦП и ЦАП, расположенные в трактах передачи сигнала или эхо-сигнала, имеют длину слова от 10 до 12 разрядов или более. Длины слов коэффициентов отводов, кроме того, зависят от числа отводов и величины ; обычно требуется от 20 до 32 разрядов. Столь большие длины слов можно уменьшить путем применения усредненных градиентов корректировки [117], но число разрядов памяти на отвод фильтра продолжает оставаться большим из-за необходимости хранения величины корректировки отвода во время усреднения. Понятно, что для реализации устройства подавления эхо-сигнала в каналах связи речевой полосы частот требуется гораздо  объем памяти, чем для корректирующих  фильтров, хотя обработку сигнала (на один отвод) при использовании информационно-управляемых структур выполнить обычно проще.

Если устройства подавления эхо-сигналов должны взаимодействовать с эхо-сигналами цепи, имеющими сдвиг по частоте, сложность обработки сигналов возрастает. Для работы в подобном случае [329] необходимо использовать второй адаптивный трансверсальный фильтр, комбинируемый со схемой слежения за фазой, для исключения сдвига по частоте. Очевидно, что такая реализация является гораздо более сложной.

а.

б.

в.

Рис. 8.16. Реализация различных структур устройств подавления эхо-сигнала:
а – структура 1; б – структура 2; в – структура 3. (Из работы [315].)

Пример расчета: модем со скоростью передачи 9 600 бит/с и с подавлением эхо-сигнала. За исключением ранее упомянутого модема, модемы с подавлением эхо-сигнала все еще встречаются со значительными коммерческими трудностями, хотя эта ситуация, по всей вероятности, изменится в течение нескольких ближайших лет. Ниже приводится типичная экспериментальная конструкция, разработанная в Великобритании для проведения испытаний.

В данной конструкции был использован экспериментальный  КАМ – модем с несущей частотой 1 800 Гц и скоростью передачи сигнала 2 400 бод, предназначенный для обеспечения более широкого применения в британской национальной сети связи. Устройство подавления эхо-сигнала было такого типа, как показано на рис. 8.14.со структурой 1 (рис. 8.16).  Его временной интервал обработки сигнала составлял 26 мс (256 комплексных отводов с временной задержкой ), и он подавлял эхо-сигналы вплоть до 60 дБ ниже уровня передаваемого сигнала. Эффективная аппаратная структура параллельной обработки сигнала содержала большой объем памяти (приблизительно        15 кбит) и имела высокое быстродействие (примерно 15 миллионов операций типа сложение/вычитание в 1 с), будучи реализована на стандартных ТТЛ - и МОП – микросхемах средней степени интеграции в виде одной платы размером около   дюймов. В технологии с разрешением 3 мкм будет возможна гораздо более компактная реализация на СБИС.

Для установления возможности осуществления метода подавления эхо-сигнала при дуплексной передаче со скоростью 9 600 бит/с по британской коммутируемой сети связи были использованы [1] экспериментальные модемы, подавляющие эхо-сигнал. Испытания, проведенные на разнообразных вариантах соединения сети, показали [5], что данный метод работоспособен и, в частности, что в британской национальной сети связи обычно отсутствуют сдвиги эхо-сигналов по частоте. На рис. 8.17 показаны осциллограммы типичных импульсных характеристик отводов устройства подавления эхо-сигнала, полученные путем преобразования цифровых значений импульсных сигналов (с временным разделением каналов при передаче мнимых и действительных значений) с помощью ЦАП. Они наглядно иллюстрируют ранее сделанные наблюдения относительно характеристик эхо-сигналов.

Следовательно, экспериментально подтверждается, что подавление эхо-сигнала осуществимо в случае дуплексной передачи данных по коммутируемым сетям связи, которые не содержат эхо-сигналов со сдвигом по частоте, обладают достаточной линейностью и не имеют эхо-сигналов с очень большими задержками. Хотя можно создать устройства подавления эхо-сигналов, способные решить все эти проблемы, затраты на их реализацию сделают их коммерчески нецелесообразными.