9.2. Адаптивное оценивание

Для адаптивного оценивания [19] применяется адаптивный процессор или фильтр для измерения и идентификации ключевых параметров, которые определяют сигнал или присутствуют в неизвестной системе. В гл. 1 объяснен принцип действия адаптивного фильтра, выполняющего две основные функции: моделирование прямого или обратного импульсного отклика системы (рис. 1.2, а и б). Рассмотрим теперь обе эти функции применительно к адаптивному оцениванию.

9.2.1. Обратное моделирование системы

Примеры адаптивной коррекции, обсужденные в гл. 8 для модемов передачи данных в речевой полосе частот и цифровой передачи по локальным сетям, включают два случая применения методов адаптивного оценивания с помощью обратного моделирования системы. Аналогичные методы обработки сигнала используются также для компенсации многолучевого распространения в высокочастотных (ВЧ) системах, в системах, основанных на тропосферном рассеянии, и в цифровых сверхвысокочастотных системах связи, а также в широкополосных системах городской цифровой радиосети, где за счет отражения от зданий [306] возникают сильные эффекты многолучевого распространения.

Когда в аналоговых радиосистемах возникает эффект многолучевого распространения, ширина полосы частот передачи ограничивается до величины, меньшей величины обратной задержки из-за многолучевого распространения, обусловленной рассеянием в среде распространения. В системах с частотной модуляцией рассеяние вводит также искажающие интермодуляционные помехи. Поэтому для решения этой проблемы обычно применялся какой-либо способ кодирования, специальный вид сигнала или прием с разнесением [41]. Однако при цифровой  передаче адаптивную обработку сигнала можно использовать для оценки многолучевого распространения, которое вызывает медленное по сравнению со скоростью передачи данных замирание сигнала [16, 230], и применить ее при приеме с неявным разнесением для улучшения общих характеристик системы. Следовательно, возможности цифровой передачи за счет рассеяния в тропосфере и в других цифровых системах не ограничены в такой же степени многолучевым распространением. Во многих системах используется техника приема на основе двух- или четырехкратного разнесения трасс, и в приемнике производится сложение отдельных отраженных обработанных сигналов от каждого канала, а потом уже решается вопрос о полярности принимаемых данных. Сложение может выполняться на радиочастоте (РЧ), промежуточных частотах (ПЧ) или на основной частоте.

Типичные значения разброса декорреляционных  коэффициентов по времени и частоте при многолучевом распространении для трех систем следующие. В ВЧ радиосистемах с частотой от 2 до 30 МГц, с большим диапазоном дальности ( миль) скорость замираний  или доплеровское уширение полосы сигнала составляет величину порядка 0,1 Гц, а разброс времени задержки при многолучевом распространении равен приблизительно 1 мс [231]. На линиях связи за счет рассеяния в тропосфере в диапазоне от 0,4 до 5 ГГц эти параметры становятся равными 1 Гц и 100 нс соответственно, тогда как в системах радиосвязи прямой видимости в диапазоне сверхвысоких частот при меньшей дальности ( миль) они обычно равны 0,01 Гц и 10 нс. Разброс времени задержки при многолучевом распространении для этих трех систем связан с длиной тракта распространения.

Одним из первых процессоров, предложенных для преодоления искажений, обусловленных многолучевым распространением в системах с малой межсимвольной интерференцией, был фильтр системы РЭЙК [31, 261], который очень похож на адаптивный фильтр КИХ – типа (рис. 7.22). Он действует по принципу сбора всех отдельных составляющих многолучевого распространения и регулирования их амплитуды и фазы, с помощью взвешивающих умножителей для реализации когерентного суммирования. Альтернативной структурой будет корреляционный фильтр [298], использующий однокаскадную структуру БИХ – типа (рис. 9.1), где предшествующие информационные биты служат когерентным эталоном для реализации согласованного фильтра [305] для каждого последующего информационного бита [312]. Для этого применения были также предложены методы последовательного оценивания по критерию максимального правдоподобия [102, 310], но их сложность значительно выше сложности более простых адаптивных фильтров КИХ – типа, таких, как фильтры системы РЭЙК.

В линии сверхвысокочастотной радиосвязи прямой видимости замирания по отношению к скоростям передачи информационных битов  являются медленными, и в этих системах требуется от нескольких секунд до минуты для перемещения провалов в спектре (рис. 9.2), обусловленных многолучевым распространением, в полосе частот шириной от 30 до 75 МГц.  Основное требование к новым цифровым сверхвысокочастотным радиосистемам заключается в том, что они должны обеспечивать передачу по такому же количеству телефонных каналов с шириной полосы частот  до 3,3 кГц, как и существовавшие до этого аналоговые системы. Это дает стимул для развития методов модуляции с эффективным использованием полосы частот, таких, как 16 – или 64 – уровневая квадратурная амплитудная модуляция (КАМ) и другие варианты [50], а также применения методов дуальной (ортогональной) поляризации излучения антенн для повторного использования частоты, причем все эти методы увеличивают межсимвольную интерференцию. Когда она сочетается с замираниями глубиной 20 – 30 дБ, наблюдаемыми для таких систем [275], то до разработки линий передачи с низкой вероятностью ошибки на бит требуются эффективные схемы коррекции. На рис. 9.2 показана типичная частотная характеристика и отклик групповой задержки для многолучевого распространения (с тремя лучами) с провалами на частоте 160 МГц в системе с промежуточной частотой, равной 140 МГц. На рис. 9.3, а показаны результаты моделирования искаженных выходных глазковых диаграмм для канала с переходной характеристикой в виде косинусоиды, приподнятой на 0,3 амплитуды, с замираниями из-за многолучевого распространения, показанными на рис. 9.2.

В современных подходах для преодоления влияния интерференции при многолучевом распространении в сверхвысокочастотных радиосистемах  используются методы приема с разнесением, но это компенсирует, в основном, лишь гладкие во времени, а не частотно-селективные замирания. Коррекция основана на методах обработки в частотной области [140], где регулируемые фильтры изменяют спектральную характеристику приемника для компенсации частотно-селективных искажений путем попытки выравнивания энергии принимаемого спектра.

Рис. 9.1. Применение корреляционных методов для реализации приемника на согласованном фильтре для сигналов с относительной фазовой манипуляцией.

Такой подход можно реализовать, видоизменяя простой корреляционный фильтр [298], но при этом необходима предварительная ручная настройка приемника [242], чтобы обрабатывать минимальные или не минимальные фазовые замирания ([275], гл. 4). Следовательно, такое положение дел стимулирует разработку методов адаптивной фильтрации КИХ – типа, обеспечивающих программируемую фазовую компенсацию, соответствующую обоим типам замирания, и получение наилучших характеристик. На    рис. 9.3, б показано улучшение глазковой диаграммы, достигаемое с помощью использования адаптивного фильтра КИХ – типа с 5 отводами для компенсации замираний при многолучевом распространении, вызывающих искажения, показанные на рис. 9.2. 

Адаптивные корректирующие устройства с решающей обратной связью (рис. 8.10) также используются в цифровых системах в диапазоне 6 и 11 ГГц с уменьшенной шириной полосы и квадратурной относительной фазовой манипуляцией. Использование таких корректирующих устройств [83, 84], работающих на скорости передачи, равной 140 Мбит/с, соответствующей Европейскому стандарту, со всей очевидностью продемонстрировало их возможность компенсировать межсимвольную интерференцию, создаваемую узкополосными (60 МГц) фильтрами в передатчике. Эти фильтры вводятся для обеспечения возможности уменьшения ширины полосы частот до уровня 0,8 от скорости передачи и достижения, вследствие этого, высокой скорости передачи: от 4 до 5 бит/с на 1 Гц.

Использование способа решающей обратной связи в чистом виде, без линейного корректирующего фильтр, показанного на рис. 8.10, существенно упрощает общую схему корректирующего фильтра, поскольку сигналы обратной связи содержат поток регенерированных информационных битов, вследствие чего, в фильтре необходимы лишь биполярные сдвиговые регистры, в отличие от многоуровневых регистров, используемых в адаптивных фильтрах КИХ – типа, как показано в гл. 7. Регулирование весовых коэффициентов отводов можно обеспечить с помощью регулируемого источника тока [84], который суммируется с поступающим сигналом в общей нагрузке на входе квантователя. Такую конструкцию можно реализовать путем установления  задержки от 6 до 8 нс, допускающей работу при скорости 74 Мбод, что соответствует скорости передачи информации 140 Мбит/с (рис. 9.4). Такие корректирующие  фильтры позволяют также использовать ортогональную поляризацию в антенне, что вдвое увеличивает нагрузку (до 280 Мбит/с) в той же выделенной полосе частот и обеспечивает число абонентов, эквивалентное ранее рассмотренным аналоговым системам передачи типа ЧРК/ЧМ. В работе [35] рассчитаны скорости передачи ошибок при использовании корректирующих устройств с решающей обратной связью при частотно-селективных замираниях.

Комплексные корректирующие устройства с двумя отводами, диаграммы которых изображены на рис. 9.4, также продемонстрировали, что они могут осуществлять компенсацию замираний при двухлучевом распространении глубиной 15 дБ при величине задержки эхо-сигнала, равной  периода повторения символов, без необходимости использования приема с разнесением. В сочетании с обычно применяемым приемом с разнесением по высоте можно компенсировать существенно более значительное многолучевое распространение. Для корректирующих устройств с РОС в чистом виде сложности возникают, когда имеет место  изменение типа замирания, поскольку схема синхронизации символов всегда должна отслеживать наиболее сильный сигнал. Для адаптивных фильтров КИХ – типа эта проблема не столь сложна, так как в них изменение типа замирания требует лишь обратной перестановки во времени весовых коэффициентов адаптивного фильтра. Оказалось, что корректирующие устройства с числом отводов от 5 до 9 [14] адекватно компенсируют ожидаемые замирания.

Рис. 9.2. Характеристики амплитуды (а) и групповой задержки (б) для многолучевого замирания с шириной полосы 70 МГц, при воздействии эхо-сигнала с относительной амплитудой 0,8 и задержкой 2 нс, что создает провал глубиной 14 дБ на частоте 20 МГц выше центра полосы. (Предоставлено В. К. Вонгом [344].)

Рис. 9.2. (продолжение)

Задачи подавления многолучевого распространения становятся несколько более сложными в линиях связи за счет рассеяния в тропосфере, поскольку вследствие увеличения скорости замираний в таких системах, с более протяженным трактом распространения, скорость передачи данных уменьшается до 2 Мбит/с. Эти задачи становятся еще более серьезными в ВЧ – каналах. Во-первых, более низкая частота несущей (3 – 30 МГц) уменьшает доступную ширину полосы канала до 3 кГц – величины, характерной для аналоговых радиосистем. Хотя тем самым уменьшается абсолютная скорость замирания по сравнению с линиями связи за счет рассеяния в тропосфере, в этом  канале с меньшей шириной полосы скорость замирания, по отношению к скорости передачи по каналу (в бодах), увеличивается примерно в 100 раз. В результате, принятый сигнал не может больше считаться стационарным, поэтому для повышения скоростей отслеживания необходимо применять не адаптивные процессоры, основанные на градиентных алгоритмах, а какие-либо другие типы устройств.

Для преодоления таких трудностей обычно применяют обработку блоков символов небольшой длительности, что служит дополнительным стимулом для разработки быстроследящих адаптивных фильтров, например, калмановских [122, 186] и решетчатых фильтров [134, 135], описанных в гл. 2, 3 и 5. Альтернативно, весовые коэффициенты адаптивного фильтра можно рассчитать методами обращения матриц разомкнутого контура [178, 180], что требует большого объема вычислений, но может быть реализовано по мере развития СБИС.

Рис. 9.3. Результаты моделирования глазковых диаграмм приемника при наличии и в отсутствие коррекции для многолучевого замирания, показанного на рис. 9.2. Коррекция моделировалась с помощью комплексного адаптивного фильтра с пятью отводами с конечной импульсной характеристикой; а – без корректирующего фильтра; б – с корректирующим  фильтром. (Предоставлено В. К. Вонгом [344].)

Рис. 9.4. Глазковые диаграммы, показывающие действия реального корректирующего фильтра с решающей обратной связью на СВЧ – цифровое звено линии связи; а – без межсимвольной  интерференции; б – межсимвольная интерференция, возникающая при относительной фазовой манипуляции с уменьшенной шириной полосы; в – то же, что в случае б, но при адаптивной коррекции в приемнике; г – характеристика системы с многолучевой помехой, наряду с уменьшением ширины полосы передачи без коррекции; д – то же, что в случае г, но при  наличии адаптивного корректирующего фильтра. (Предоставлено фирмой General Electric Company,  Уэмбли; из работы [84].)